多年前，看到过一篇交流稳压器的文章。图（01）为该交流稳压器简化原理电路框图。

图（01）

图（02）为该交流稳压器主电路。

图（02）

图（03）描述了该交流稳压器的工作波形。该篇文章还有两幅图，一幅描述了占空比与谐波含量之间的关系，另一幅是较完整的电原理图，包括了各功率管驱动脉冲的产生以及驱动电路。因与本文无关，不再贴出。

图（03）

该文章被多次引用，甚至有些论文直接就是简单地copy电路。图（04）就是一个例子。

图（04）

图（01）的简化原理电路框图包括了三角波发生器和状态切换触发电路，这些电路与工作原理无关。图（02）的主电路又过于简略，没有把交流市电电路画出来。所以，我把该交流稳压器主电路重新画了一遍，加上较详细标注，如图（05）。

图（05）

图（05）中，IN侧是未稳的交流市电输入侧，L端为火线，N为零线；OUT侧是稳定后接负载的输出侧，L`端为稳定后的火线，N端公用零线。A、B两端接交流市电，可以接到IN侧，也可以接到OUT侧，在图（01）中，是接到OUT侧的。Tr为一工频变压器（通常M侧匝数为N侧匝数数倍，M侧能够承受交流市电电压）。L1、L2和C是高频（PWM频率）低通滤波器。

图（06）中A、B两端的交流市电，经T5～T8桥式整流后P、Q两端为“馒头波”，如图（05）中波形所示。在图（01）和图（02）中，原文曾说明Cd很小，并非工频滤波用，所以图（05）中予以忽略。

原文作者的意图，假定IN侧交流市电电压低于额定值，例如只有200V有效值，在交流市电（IN侧）的正半周（L为正而N为负）时，对T1和T4门极施加矩形波驱动（T2和T4在交流市电半个周期内保持关断）。由于P、Q两端为“馒头波”，T1和T4门极的驱动脉冲在交流市电半个周期内是等宽的，参见图（03）。那么在这半个周期内经T1和T4输出的波形应该是一连串等宽脉冲，而P、Q之间“馒头波”为这一连串脉冲的包络线，见图（03）左下角波形。再经L1、L2和C滤波施加在Tr的M侧两端的电压也是个“馒头波”，有“点”的一端相对于无“点”的一端为正，仅仅是和P、Q两端电压相比较降低了幅度（恰降低到P、Q间电压乘以占空比那么大）。此电压经Tr耦合到交流市电电路，使得OUT侧L`与N之间电压比L与N之间电压更高（变压器绕组N有“点”的一端相对于无“点”的一端为正），输出电压增加了。适当调整开关管驱动占空比，让变压器Tr的N侧电压为20V有效值，即可使OUT侧电压升高到额定值220V。

上面是对交流市电正半周期的粗略分析，在交流市电的负半周期，分析结果大致相同，只不过负半周期是T2和T3导通。

但是，如果IN侧电压高于额定值呢？例如L和N之间电压达到了240V有效值？

当IN侧电压低于OUT侧电压，能量必须由变压器Tr的M侧传输到N侧。当IN侧电压高于OUT侧电压，能量必须由变压器Tr的N侧传输到M侧，才能够使OUT侧电压低于IN侧电压。

适当地驱动T1～T4，可以使变压器Tr的M侧能量传输到P、Q线上。例如，在M无“点”的一端相对于有“点”的一端为正时，使T2和T3导通，就可以使P、Q之间电压升高，能量从Tr的M侧流入P、Q。

但是，T5～T8四个二极管构成的全桥整流电路，却不允许能量从P、Q流向A、B——整流桥中电流绝对不能倒流。

由于整流桥T5～T8的存在，使得能量无法从变压器TrN侧流回交流市电。其结果是：该交流稳压器只能升压，不能降压。

所以，该交流稳压器只能在IN侧电压低于额定值时正常工作，将低于额定值的交流电压升高，使OUT侧电压达到额定值。但不能在IN侧电压高于额定值时正常工作——能量不能流向交流市电，使OUT侧电压为额定值。但这不是交流稳压器的正常工作范围，交流稳压器必须在交流市电电压低于额定值和高于额定值时均可使输出电压接近额定值。