现代的电子装置设计须提供多个不同的直流（DC）电压，导致内部电路须透过升压与降压方式转换电压，为装置中负责不同功能单元供电；其中，在高效率DC-DC电源转换设计方面，以电感为基础的转换拓扑，以及应用于各种开关的金属氧化物半导体场效电晶体（MOSFET）已变得相当重要。
电感拓扑改善DC-DC转换效率
以新一代小讯号MOSFET为例，具有低汲极（Drain）/源极（Source）导通电阻（RDSon）和良好的开关性能，并采用小型扁平封装，开启中功率开关模式DC-DC转换的应用新领域。儘管高效率电源亦可采用整合型方案，但系统厂考量设计灵活性和成本，仍广泛使用外部功率开关。
由于电荷帮浦等应用常受到低电流的限制，对高输出功率和高效率电压转换器而言，最佳解决方案是采用电感拓扑，只须稍加改动便可实现升压、降压或升降压转换器。图1是一个简单的DC-DC降压转换器电路图，相较于线性稳压器，该电路在理想元件应用中具有100%的转换效能；不过，导通电阻不等于0欧姆（Ω），且电晶体开关将产生损耗与花费时间，电感因具有来自绕组导线的欧姆电阻，其磁芯也会增加损耗。
图1 DC-DC降压转换器架构图
磁芯损耗係来自磁场变化引起小磁域运动而造成的，核心材料的迟滞愈厉害，损耗相对提高；另涡流也会导致电感磁芯损耗，因磁场变化将形成电流环路，使铁磁性材料变热。对高频开关来说，线路上的电流不再占据整个线路截面，反而偏向于贴近线路表面，这就是着名的集肤效应（Skin Effect），将增大电阻损耗。
此外，输出电容具有剩余电阻，也会导致电能损耗和温度上升，因二极体（Diode）最终会产生正向电压损耗和反向电流损耗。在现实条件下，这些机制与实际情况会使DC-DC转换器效率降至75？98%之间。
模拟与实作高效率DC-DC降压设计
以图1的DC-DC降压设计为例，Q1为P通道MOSFET，做为高端开关用途，当MOSFET开启时，L1电感上的电流线性增大：ΔIL=（ton/L1）×（VIN×VOUT）。假设VOUT恆定，开关打开时，电流持续流经二极体D1，当正向电压VF对地时，D1阴极为负，电流以线性方式下降，C2缓衝输出电压值愈大，涟波愈小。
图2则表示SPICE（SimulaTIon Program with Integrated Circuit Emphasis）模拟，高端开关整合P通道MOSFET，电源V1对其供电，电感值则选定为68μH，输出电压采用10μF电容进行滤波；萧特基二极体（Schottky Diode）D1做为续流二极体。此外，N通道驱动器MOSFET Q2则透过3.3伏特（V）高位準（V2）方波发生器，从而实现开关动作。本例中，开关频率为100kHz，并在输出端连接一个10欧姆的负载电阻。
图2 DC-DC降压转换器SPICE模拟图
图3係模拟结果，当Q1开启时，流经电感的电流IL1表现出线性增大，开关节点电压VSW几乎等于输入电压；当Q1关闭时，流经电感的电流下降，开关号转为300毫伏特负电压，即萧特基二极体的正向电压，输出电流为叁角波形的平均值，约为330毫安培（mA），输出电压VOUT在大约3.25伏特处保持稳定。
图3 DC-DC降压转换器电流、开关节点及输出电压模拟数据
该例中，电流在整个开关週期内流经电感，这种模式称为DC-DC转换器的持续模式，输出电压计算公式如公式1、2；电感电压计算方法如公式3：
VL=L×（dIL/dt）。。。。。。（1）
VL=L×（ΔIL/Δt）。。。。。。（2）
ΔIL=VL/L×Δt.。。。。。（3）
电感储存的电量则以公式4表示：
E=L/2×I2.。。。。。（4）
对于开关关闭时的静态模式而言，电感增加的电量须等于开关打开时损耗的电量，忽略开关和二极体正向电压的RDSon损耗，即可得出计算ΔIL的公式5：
ΔIL=VIN–VOUT）×ton=VOUT×toff
VOUT/VIN=ton/（ton+toff）= ton/T.。。。。。（5）
其中，T为週期时间，工作週期为D=ton/T、VOUT=VIN×D；本例中，VOUT= 4.5V×（7.2/10）=3.24V。极端情况下，若工作週期为1，则开关始终关闭且输出电压等于输入电压；工作週期小于1，则输出电压的下降多少取决于工作週期係数D。
此时，电流涟波如公式6所示：
ΔIL=（VIN–VOUT）/L×ton.。。。。。（6）
本例的数值为ΔIL=（4.5V–3.24V）/ 68μH×7.2μs=133mA。
电感拓扑可轻易变换升/降压设计
事实上，以电感为基础的DC-DC降压转换器，只须稍为更改拓扑结构，降压转换器亦可成为升压转换器。如图4为一个简单的DC-DC升压转换器拓扑，若低端MOSFET Q1关闭，则电感上的电流会增大，可由公式7计算：
图4 DC-DC升压转换器架构图
ΔIL=VIN×ton.。。。。。（7）
由于阳极接地且阴极连接至C2的正电压VOUT，二极体D1以反相模式驱动，若开关关闭，则电流IL继续流经D1至输出；若转换器在静态模式下工作，则可根据公式8、9、10计算：
ΔIL=VIN/L×ton=（VOUT–VIN）/L×toff.。。（8）
VIN×ton=（VOUT–VIN）×toff 。。。。。（9）
VOUT=VIN×（ton/toff+1）。。。。。。（10）
工作週期为D=ton/T；T=ton+toff。
等式的极端情况表示当D=0，即电晶体从未开启时，输出电压等于输入电压。这时须考虑无损耗元件，意味着二极体无正向电压，且电感无绕组欧姆电阻和先前讨论的额外损耗机制。若D接近1，则输出电压将快速上升，这对于安全运行将有重大影响，因为高工作週期会造成MOSFET汲极电压偏高。
图5表示SPICE模拟，低端开关整合采用SOT23封装的N通道MOSFET及萧特基二极体，转换器开关采用100kHz控制讯号，工作週期为0.5。至于图6表示模拟结果，其中的曲线2代表输出电压，对理想元件而言，由于工作週期为0.5，输出电压将等于输入的两倍。
图5 DC-DC升压转换器SPICE模拟图
图6 DC-DC升压转换器电流、电压模拟数据
实际上，二极体的正向电压会降低输出电压，曲线1表示N通道MOSFET的汲极电压VD，其在接地电压和VD（最大值）之间切换，可由公式11表示：
VD（max）=VIN×1/（1–D）+VF 。。。（11）
在本模拟案例中，工作週期D=0.5，VD（max）=2×VIN+VF。