三相功率因数校正（PFC）技术的综述(1)

杨成林，陈敏，徐德鸿

(浙江大学电力电子研究所，浙江杭州310027）

摘要：综述了三相功率因数校正电路发展现状，并对典型拓扑进行分析比较。

关键词：三相整流器；谐波；功率因数校正

1  引言

    近20年来电力电子技术得到了飞速的发展，已广泛应用到电力、冶金、化工、煤炭、通讯、家电等领域。电力电子装置多数通过整流器与电力网接口，经典的整流器是由二极管或晶闸管组成的一个非线性电路，在电网中产生大量电流谐波和无功污染了电网，成为电力公害。电力电子装置已成为电网最主要的谐波源之一。我国国家技术监督局在1993年颁布了《电能质量公用电网谐波》标准（GB/T14549-93），国际电工委员会也于1988年对谐波标准IEC555?2进行了修正，另外还制定了IEC61000-3-2标准，其A类标准要求见表1。传统整流器因谐波远远超标而面临前所未有的挑战。

表1  IEC61000-3-2A类标准

    抑制电力电子装置产生谐波的方法主要有两种：一是被动方法，即采用无源滤波或有源滤波电路来旁路或滤除谐波；另一种是主动式的方法，即设计新一代高性能整流器，它具有输入电流为正弦波、谐波含量低、功率因数高等特点，即具有功率因数校正功能。近年来功率因数校正(PFC)电路得到了很大的发展，成为电力电子学研究的重要方向之一。

    单相功率因数校正技术目前在电路拓扑和控制方面已日趋成熟，而三相整流器的功率大，对电网的污染更大，因此，三相功率因数校正技术近年来成为研究热点。

2  三相六开关PFC电路

    六开关三相PFC是由6只功率开关器件组成的三相PWM整流电路，电路如图1所示。每个桥臂由上下2只开关管及与其并联的二极管组成，每相电流可通过桥臂上的这2只开关管进行控制。如A相电压为正时，S₄导通使L_a上电流增大，电感L_a充电；S₄关断时，电流i_a通过与S₁并联的二极管流向输出端，电流减小。同样A相电压为负时，可通过S₁及与S₄并联的二极管对电流i_a进行控制。在实际中控制电路由电压外环、电流内环及PWM发生器构成。常用的控制方法如图2所示。PWM控制可采用三角波比较法、滞环控制或空间矢量调制法（SVM）^[27]。由于三相的电流之和为零，所以只要对其中的两相电流进行控制就足够了。因而在实际应用中，对电压绝对值最大的这一相不进行控制，而只选另外两相进行控制。这样做的好处是减小了开关动作的次数，因而可以减小总的开关损耗。该电路的优点是输入电流的THD小，功率因数为1，输出直流电压低，效率高，能实现功率的双向传递，适用于大功率应用。不足之处是使用开关数目较多，控制复杂，成本高，而且每个桥臂上两只串联开关管存在直通短路的危险，对功率驱动控制的可靠性要求高。为了防止直通短路危险，可以在电路的直流侧串上一只快恢复二极管^[28]。

图1  三相六开关PFC电路

图2  三相六开关PFC电路控制图

3  单相PFC组合的三相PFC

    由三个单相的PFC电路组合构成三相PFC电路如图3及图4所示^[1,2,3]。图3中每个单相PFC后跟随一个隔离型DC/DC变换器。DC/DC变换器的输出并联后向负载供电，该电路由于需3个外加隔离DC/DC变换器，因此成本较高。图4电路是3个单相PFC变换器在输出端直接并联而成的。每个单相PFC的控制可采用平均电流控制法、峰值电流控制法或固定导通时间控制法。单相PFC组合成三相PFC的技术优势是：可以利用比较成熟的单相PFC技术,而且电路由3个单相PFC同时供电，如果某一相出现故障，其余两相仍能继续向负载供电，电路具有冗余特性。与三相六开关PFC相比，开关器件少，没有直通问题，控制可沿用单相PFC成熟的控制技术。但是这种电路由3个单相PFC组成，使用的元器件比较多。图4电路中3个单相PFC之间存在相互影响，即使加入隔离电感和隔离二极管后也不能完全消除这种影响。电路的效率和输入电流THD指标有所下降，不适合于大功率应用。

图3  由三个单相PFC组成三相PFC电路1

图4  由三个单相PFC组成三相PFC电路2

    图5是通过工频变压器把三相电压变换成2个单相，这两相的输出电压幅值相同，相位差90°。然后用2个单相PFC电路来实现三相PFC的功能^[4]。与图3及图4相比，这种电路少用一个单相PFC模块。变压器可以实现PFC电路与输入网侧间的隔离作用。而且通过变压器变比的设计，可以调整PFC的输入电压。但使用变压器增大了系统的体积和重量。

图5  由2个单相PFC组成三相PFC电路

    三相到二相变压器的Scott和Leblanc两种绕法分别如图6及图7所示。在Scott绕法中，N₂=N₁(N₁,N₂变压器所绕线圈的匝数)。变压器的输入输出电压向量如图6所示。在Lebanc绕法中，N₁=N₂，x=N₁/3=N₂/。电压V_S1，V_S2的向量图如图7所示。变压器的这两种绕法都能保证输入侧三相电流的平衡。

图6  变压器的Scott绕法

图7  变压器的Leblanc绕法

4  三相单开关PFC电路

    由于无论是三相六开关PFC还是由单相PFC组成的三相PFC成本都比较高，所以人们一直在寻找更简单有效的三相PFC拓扑。于是文献^[5]中提出了三相单开关PFC拓扑结构。三相单开关PFC电路及其控制框图如图8所示。三相单开关PFC电路可以看成是单相电流断续（DCM）PFC在三相电路中的延伸^[5,6]。控制中只有一个电压环，输出电压与参考电压的误差经过放大后与三角波比较来控制开关的动作。三相单开关PFC电路开关频率远高于电网频率，在一个开关周期内，输入电压近似不变。在开关导通期间，加在三个Boost电感上的电压分别为各相此时的相电压（近似不变），电感电流线性上升。在这期间各相的电流峰值正比于对应各相相电压瞬时值。但在开关关断时，加在输入各电感上的电压由输出电压与此时的相电压瞬时值决定，因而此时电感上的电流平均值与输入电压瞬时值不再满足线性关系，电流也就产生了畸变。

图8  三相单开关PFC电路及其控制电路

图9  Boost电感上的电流波形

    设三相单开关PFC的主要参数：V_o为输出直流电压，D为开关占空比，f_s为开关频率，L为Boost电感值，M为升压比，定义为M=,V_m为输入相电压的峰值。三相单开关PFC电路工作时三个Boost电感上的电流波形如图9所示（设V_c<0，V_a>V_b>0）。在一个开关周期内可以分成四个阶段。在t₁期间开关导通，电流i_a，i_b，i_c线性增加，

    =  (1)

t₂期间开关关断，i_a，i_b，i_c在输出电压和相电压的共同作用下开始减小，设I_peak,a、I_peak,b、I_peak,c为该开关周期内i_a，i_b，i_c的最大值，

    =＋  (2)

i_b减小到零，t₂期间结束，开始t₃期间，这时

    =＋    (3)

最后，i_a,i_c同时回到零，t₃阶段结束。在t₄期间三个Boost电流保持为零。可求得电感电流的平均值如式（4）所列。

    图10给出输入相电流波形与升压比关系。图11是各次谐波幅值与整流输出电压增益M的关系。

图10  输入相电流波形与M关系

图11  各次谐波幅值与M的关系

    从上面的分析可知：为了减小网侧输入电流的畸变就要提高输出电压值（输出直流电压高，可以缩短一个开关周期内输入电流平均值与输入电压瞬时值的非线性阶段t₂和t₃，因而可以减小电流畸变。），但这就增大了开关管承受的电压，也增加了后面DC/DC变换器的电压耐量，也给Boost二极管的选择带来困难。由于电流工作在DCM下，输入侧的电流THD值大，并需要有较大的EMI滤波器。这种电路的优势是：电路简单，仅使用一只开关管，控制容易；由于电路工作在DCM下，Boost二极管D_s不存在反向恢复问题，一般情况下可以不使用吸收电路；开关在零电流下导通，开关开通损耗小；系统成本低。

    为了减小输出电压值和输入电流的THD值，可以使用注入谐波的方法来实现开关管的脉宽微调，从而减小电流THD值^[7,8]。谐波注入电路如图12所示。谐波注入法主要是通过注入6次谐波来抑制输入电流谐波。6次谐波注入使开关导通比变为

图12  谐波注入法电路图

    d(t)=D[1＋msin(6ωt＋3π/2)](5)

式中：m为调制比，0<m<1。

    由于输入电流谐波中五次谐波占主导地位，式(4)中略去5次以上谐波时，三相电流可近似为：

    I_a=I₁sin(ωt)＋I₅sin(5ωt＋π)

    I_b=I₁sin(ωt－)＋I₅sin(5ωt－)I_c=I₁sin(ωt－)＋I₅sin(5ωt＋)

把式(5)代入式(4)，并忽略m²和高于7次的谐波就有

    i_a′=I₁sin(ωt)＋(I₅－mI₁)sin(5ωt＋π)－mI₁sin(7ωt)

    i_b′=I₁sin(ωt－)＋(I₅－mI₁)sin(5ωt－)－mI₁sin(7ωt－)

    i_c′=I₁sin(ωt－)＋(I₅－mI₁)sin(5ωt＋)－mI₁sin(7ωt－)

    由此可见，注入6次谐波时，可以减小5次谐波，但同时也增大了7次谐波。固定开关频率与谐波注入法的THD比较如图13所示。在8kW，800V直流输出时IEC?61000-3-2A类标准与固定开关频率三相单开关PFC与谐波注入法时三相单开关PFC的5,7,11,13次谐波幅值的比较如图14所示。在满足IEC-61000-3-2A类标准时，在不同输出电压下允许的最大功率比较如图15所示。

图13  固定开关频率与谐波注入法时的THD比较

图14  在8kW，800V直流输出时IEC-61000-3-2A类标准与固定开关频率及谐波注入法5，7，11，13次谐波幅值的比较（图中系列1，2，2分别为m=4%时固定开关频率，IEC标准，六次谐波注入）

图15  在满足IEC-61000-3-2A类标准时，在不同输出电压下允许的最大功率比较。

    另外一种减小谐波的方法是改变开关频率法^[9]。这种方法每当三相Boost电感电流均下降到零时，开关管立即导通，开始下一个开关周期。在这种条件下Boost电感工作在DCM与CCM的临界情况(criTIcal)，电感电流波形与升压比M关系分别如图16及图17所示。由于各个时刻输入电压值不同，因而开关频率也不同，即开关是工作在变频情况下。这种方法的优点是：由于开关频率改变，谐波不会集中分布在某个开关频率附近而是分布在某个频率区域范围内。这就减小了谐波的幅值，PFC电路前的EMI滤波器可以设计得比较小。

图16  工作在criTIcal时电感上电流波形

图17  工作在criTIcal时电流波形与M关系

    通过两个三相单开关PFC的交错并联(interleaving)的方法也可以减小输入电流的THD值^[10]。电路如图18所示。这种并联的思想是让这两个三相单开关PFC电路尽可能工作在接近DCM与CCM临界的情况下，然后两只开关的驱动信号在相位上相错开180°。这样对单个三相单开关PFC电路来说是工作在DCM下，但这两个模块的电流之和有可能是连续的，输入网侧电流的谐波显著减小，电流波形如图19所示。交错并联的好处是：一方面减小了输入电流的THD值，另一方面由于两只开关驱动信号在相位上错开180°，使系统的等效开关频率提高1倍，这可以使EMI滤波器的截止频率提高。这两方面都可以减小EMI滤波器的体积和重量。电路即便不采用任何电流控制方式，这两个三相单开关PFC电路都有较好的均流效果。但是，由于使用两个三相单开关PFC电路模块，会使整个系统的成本提高。另外为了减小两个模块内部相互影响，每个模块还要加一个隔离二极管。

图18  两个三相单开关PFC交错并联电路

图19  两个三相单开关PFC交错并联电路电流示意图

    为了减小开关管的电流应力，可用三只开关管取代全桥上半臂或下半臂的整流二极管，另外半臂则不能使用普通整流二极管，而要用快恢复二极管，电路如图20所示^[11]。三只开关管用同一个驱动信号，电感电流工作在DCM下。与图8电路相比该电路的优点是：每只开关管的平均电流应力只有图8电路中开关管的1/3，半导体器件的损耗也比较小(因在开关关断时，电流只通过二个半导体器件，而图8电路则通过三个半导体器件)。缺点是：使用了三只开关管和三只快速恢复二极管，成本较高，电路仍工作在DCM下，THD较大。

图20  全桥下半臂用三只开关管取代整流二极管的电路

    在提高开关频率进而减小输入滤波器的同时，为了减小开关损耗及EMI，可以通过辅助开关S_a和L_r，C_r组成的谐振支路使主开关管实现零电流关断^[12]。电路如图21所示。零电流关断的实现过程是这样的：在主开关S导通期间，C_r通过Lr，S，S_a内部的二极管放电，使C_r电压为上负下正。在开关关断前一段时间，辅助开关S_a先导通，C_r与L_r谐振，将C_r上充好的电能放出。谐振电流经过主开关管的方向与原来主开关管电流方向相反，抵消了主开关管的电流，实现主开关管的零电流关断。

图21  主开关管零电流关断电路

    图22是J.W.Kolar等提出的Buck-Boost输出型PFC^[13]。这种电路可以认为是反激式单相PFC在三相中的延伸。电路的原理是：开关导通时，电感电流线性上升，开关关断时，电感电流通过变压器向负载释放。电路优点是：输入电流为纯正弦(与图8电路相比，没有输入电流与输入电压的非线性阶段t₂，t₃)，功率因数为1，输出与输入隔离。缺点是：开关的电流应力和电压应力都很大，与单相正激式PFC相同，适合应用在小功率范围。

图22  Buck-Boost型三相PFC电路