电压型滞环控制的同步Buck变换器
0 引言
降低运行电压，获得高性能和高功率密度的下一代微处理器，对电源设计提出了更高的要求。在提高微处理器的速度和积成密度的同时降低功率损耗，所需的运行电压降到1V以下，从而引起电源电流增大。当微处理器发生状态转换时，电压调节模块（VRM）的输出变化率将大于50A/us。这将引起处理器电源电压的尖峰。这些瞬时尖峰的最大值必须限制在一定范围内，例如2％～3％甚至更低。由于处理器的电压变低，对负载瞬态所允许电压偏移量的要求将更为严格。通过使用板上VRM接近处理器的分布式功率系统（DPS），能够用来满足所有系统的要求。现在大多使用的非绝缘低电压调节器模块（LVRM）是Buck的衍生，例如传统Buck，同步Buck.和准方波Buck。绝缘的LVRM有对称和不对称的半桥，有源钳位正激，反激和推挽。本文介绍了同步Buck变换器。传统的同步变换器的控制技术包括PWM电压型控制，PWM电流型控制和变频电流型控制。重点介绍了电压型同步变换器的滞环控制技术，它与上述其他的控制技术相比有很多优点，例如：电路简单，不需要反馈环路的补偿，负载瞬态有近乎同步的响应，没有限制开关导通时间等。
1 滞环控制
滞环控制，也叫做bang-bang控制或纹波调节器控制，即将输出电压维持在内部参考电压为中心的滞环宽度内。图1是滞环控制的基本原理图。原理波形如图2所示，在t0时刻输出电压vo下降到VL，此时滞环比较器的同相端输出电压低于反相端的参考值，比较器输出的为高电平，开关管导通，电感充电，电感电流上升，输出电压上升。在t1时刻，滞环比较器的同相端输出电压已经增加到等于反相端的参考值，但是根据滞环比较器的特点，此时比较器还将继续保持原来的状态。这种状态一直将维持到vo上升到VH时，即t2时刻，此时比较器翻转，输出电压为低电平，开关管关断，电感通过D续流，电感电流下降，输出电压下降，这种状态将一直维持到t3时刻，即下一个周期的到来。
图1 滞环控制的原理图
图2 滞环控制的输出电压、开关管两端电压及电感电流的波形图
2 同步Buck变换器
2.1 同步Buck变换器的组成
同步Buck变换器是传统Buck的一种变形。主要的开关器件采用一个功率MOSFET，驱动采用和传统Buck变换器一样的方式。传统Buck变换器的整流，通常采用的是肖特基二极管，而同步Buck变换器则采用一个功率MOSFET来替代，驱动采用与主开关管互补的方式，即一个MOSFET导通，另一个则关断。电路图如图3所示。
图3 同步Buck的原理图
2.2 同步Buck变换器与传统Buck变换器的比较
由于MOSFET的导通电阻小于二极管的导通电阻，因此可以提高变换器的效率。在设计同步Buck变换器时，最为注意的是两个MOSFET要交错的导通，而避免同时导通。死区设计是有必要的。采用PSPICE仿真所得的结果如图4和图5所示。
图4 传统Buck变换器的输出功率
图5 同步Buck变换器输出功率
图4和图5是在相同的参数下仿真所得的传统Buck变换器和同步Buck变换器的输出功率，可以很明显地看出同步Buck变换器比传统的Buck变换器在效率上得到了很大的提高，与理论分析是完全吻合的。
3 同步Buck变换器的滞环电压控制
3.1 原理分析
滞环控制的同步Buck的原理图如图6所示。图7是在一个理想情况下，参考电压为2V，滞环宽度为50mV的理想输出电压的波形图。如果输出电压等于或者低于参考值减去滞环宽度的一半(VL=1.975V)时，控制器就断开低端的MOSFET开通高端的MOSFET。这是功率级的开状态，因为它会引起输出电压的上升。如果输出电压达到或者超过参考值加上滞环宽度的一半(VH=2.025V)时，控制器就断开高端的MOSFET并开通低端的MOSFET。这是功率级的关状态，因为它会引起输出电压的下降。滞环控制的方法能保持输出电压在参考电压周围滞环宽度的范围内。当输出负载电流增大或输入电压瞬态变化而使得输出电压偏离到滞环宽度以外，控制器将连续不断地开通或关断功率MOSFET，使输出电压返回到滞环的范围内，在输出滤波允许的条件下将以最快的速度对输出电压进行矫正。
图6 滞环控制的同步Buck的原理图
图7 滞环控制的同步Buck理想输出波形
滞环控制与其它控制相比最大的优点在于它的响应速度，这点将在后面的仿真中得到验证。这是因为，不像其它的控制那样，滞环控制不需要慢的反馈环。在开关周期内，当瞬态发生时即响应瞬态负载电流。它的瞬态响应时间仅与滞环比较器和驱动电路的延迟有关。比较器输入端的高频滤波电容也增加了一些额外的延迟。这些延迟大都与选取技术水平有关，因此，滞环控制在理论上是最快的控制方式。
3.2 开关频率的估算
在输出滤波因数决定后，应该估计电源的开关频率。如果估计的开关频率太高，功率MOSFET的开关损耗就高，导致效率低于最佳的效率。如果估计的开关频率太低，电感值会增大，从而引起不理想的瞬态响应。
为了正确地估算出滞环调节器的开关频率，图8中的输出电压是所需稳定状态的值。图7中输出电压的纹波也被研究。电容包括引起纹波的三个参数是：ESR，ESL和电容值。
Vp-p(t)=Vc(t)＋VESR(t)＋VESL(t)（1）
参考[4]，功率级变换器的开关频率的代数式为
fs=
（2）
式中：Vin为输入电压；
Vo为输出电压。
图8 所需稳定状态的输出电压
3.3 仿真与实际应用
图9和图10分别是采用PSPICE仿真所得到的滞环电压控制和传统电压型控制在负载发生变化时输出电压的波形图。可以明显地看出滞环控制的输出电压重新进入稳定状态的时间为0.1ms，对于负载瞬态有近乎同步的响应。而传统电压型控制则需要4ms的时间。
图9 滞环控制输出电压的波形
图10 传统电压型控制输出电压波形
在实际的应用中，采用TI公司的TPS5210芯片设计完成了输入电压为12V，输出电压为2V，输出电流峰值为20A的电压型滞环控制的同步Buck变换器，其工作效率可以达到88％，从而验证了该理论的适用性。
4 结语
电压型滞环控制比其他的控制方法有很多的优点，例如：电路简单，不需要反馈环路的补偿，对于负载瞬态有近乎同步的响应，对开关导通时间没有限制等。本文对电压型滞环控制和同步Buck变换器的基本原理进行了阐述，并详细分析了两项技术结合的电压型滞环控制的同步Buck变换器技术，并将电压型滞环控制与传统电压型控制对瞬态负载变化的输出电压进行了仿真比较和实际应用验证。文章最后简单地给出了对滞环控制的开关频率进行估算的方法。